電力轉換裝置、除濕機、空調裝置以及制冷裝置的制作方法

　　本發(fā)明涉及一種電力轉換裝置、除濕機、空調裝置以及制冷裝置。

　　背景技術：

　　以往，空調機普遍以逆變器驅動。這里，在逆變器以及與逆變器連接的電動機中，由于載波頻率的影響，產生因開關元件的開關所引起的噪聲即載波噪聲。載波噪聲根據載波頻率，噪聲等級不同。在降低載波噪聲的對策中，有為了使載波頻率附近的聲音降低而使用吸音材料或者隔音材料的方法。此外，在下述專利文獻1中，公開了一種通過將載波頻率設定成人類的可聽頻帶外的高頻而實現靜音化的電動機驅動裝置的技術。

　　專利文獻1：日本特開平7－號公報

　　技術實現要素：

　　然而，根據上述現有技術，由于將載波頻率設定的較高，因此在逆變器內的開關元件中，有可能因損耗增加以及逆變器的高輸出時的導通電阻損耗而導致部件溫度上升并產生故障。因此，存在因使用電流容量較大的開關元件、或者在搭載逆變器的裝置側追加散熱對策而導致成本上升的問題。此外，存在由于電路的大型化而導致裝置大型化的問題。

　　本發(fā)明鑒于上述內容而完成，目的在于獲得一種能夠抑制噪聲的增大、并且能夠實現小型輕量化以及低成本化的電力轉換裝置。

　　為了解決上述課題，并實現目的，本發(fā)明提供一種電力轉換裝置，上述電力轉換裝置輸出交流電來驅動電動機，其包括：開關電路，其通過開關元件的驅動，將輸入的直流電轉換成交流電并輸出；以及驅動控制單元，其控制載波頻率而能夠控制上述開關元件的驅動，其中，上述驅動控制單元基于將以上述載波頻率驅動上述開關元件所引起的、在上述電動機及上述電力轉換裝置中產生的噪聲合成得出的載波噪聲的噪聲等級、以及包含于上述電力轉換裝置及上述電動機的同一殼體內不取決于上述載波頻率而產生的來自多個噪聲產生源的驅動噪聲的噪聲等級，對上述載波頻率進行控制。

　　本發(fā)明涉及的電力轉換裝置起到能夠抑制噪聲的增大、并且能夠實現小型輕量化以及低成本化的效果。

　　附圖說明

　　圖1是表示實施方式1的電力轉換裝置的結構示例的圖。

　　圖2是表示實施方式1涉及的PWM信號的生成處理的一個示例的流程圖。

　　圖3是表示實施方式1涉及的PWM信號的邏輯的一個示例的圖。

　　圖4是表示實施方式1涉及的壓縮機以及鼓風機的轉速與噪聲的特性的圖。

　　圖5是表示U相調制信號與載波頻率較低時的U相上橋臂驅動信號的圖。

　　圖6是表示U相調制信號與載波頻率較高時的U相上橋臂驅動信號的圖。

　　圖7是表示實施方式2的除濕機的側剖面圖。

　　符號說明

　　1交流電源，2電抗器，3整流器，3a、3b、3c、3d整流元件，4平滑電容器，5逆變器，6電動機，10電力轉換裝置，11電壓檢測部，12開關電路，13u、13v、13w、14u、14v、14wMOS－FET，15電流檢測部，15a、15b電流檢測元件，16驅動控制部，17控制部，18驅動部，20除濕機，200蒸發(fā)器，201吸入口，202風路，203冷凝器，204送風風道，205鼓風機，206吹出風道，207風向可變葉片，208吹出口，209排水口，210箱，211底板，212壓縮機，213電力轉換裝置，214吸入空氣，215排水盤，216除濕機主體。

　　具體實施方式

　　以下，根據附圖詳細地說明本發(fā)明涉及的電力轉換裝置的實施方式。另外，本發(fā)明并非由下述實施方式所限定。

　　實施方式1

　　圖1是表示實施方式1的電力轉換裝置10的結構示例的圖。電力轉換裝置10包括：電抗器2，其與輸出交流電的交流電源1連接；整流器3，其包括將交流電整流成直流電的整流元件3a、3b、3c、3d；作為平滑電路的平滑電容器4，其使整流后的直流電壓平滑化；以及逆變器5，其與平滑電容器4并聯連接，將直流電轉換成交流電并輸出，來對電動機6進行驅動。

　　逆變器5包括電壓檢測部11、開關電路12、電流檢測部15、以及驅動控制部16。

　　電壓檢測部11例如使用包含電阻及電容器的分壓電路、AD(AnalogDigital)轉換器、以及放大器而構成，并對直流電壓Vdc進行檢測。電壓檢測部11將檢測出的直流電壓Vdc輸出到驅動控制部16。在驅動控制部16中，使用內置的AD轉換器以及其它設備，將直流電壓Vdc的值轉換成表示直流電壓Vdc的信息的數據。另外，利用電壓檢測部11檢測直流電壓Vdc的方法只是一個示例，并非限定于此。也可以使用其它方法來檢測直流電壓Vdc。

　　開關電路12包括由沿直流電壓Vdc的施加方向在上游側為高電壓側的各相上側橋臂、以及與各相上側橋臂對應并沿直流電壓Vdc的施加方向在下游側成為低電壓側的各相下側橋臂構成的三相的橋臂。具體地說，開關電路12是開關元件，包括作為各相上側橋臂的MOS－FET13u、13v、13w和作為各相下側橋臂的MOS－FET14u、14v、14w。開關電路12根據來自驅動控制部16的各PWM(PulseWidthModulation，脈沖寬度調制)信號Up、Un、Vp、Vn、Wp、Wn來驅動各MOS－FET13u、13v、13w、14u、14v、14w，將直流電轉換成交流電并輸出。

　　電流檢測部15包括檢測電動機6的u相電流Iu的電流檢測元件15a、以及檢測w相電流Iw的電流檢測元件15b。在本實施方式中，電流檢測部15檢測電流檢測元件15a、15b的兩端電壓并輸出到驅動控制部16。在驅動控制部16中，使用內置的AD轉換器以及其它設備，轉換成表示電壓值的數值的數據，并換算成表示流過電動機6的u相電流Iu以及w相電流Iw的信息的數據。此外，在驅動控制部16中，利用三相電流的總和為“0”這一三相平衡逆變器的特征，求取表示v相電流Iv的信息的數據。另外，利用電流檢測部15導出流過電動機6的各相電流的方法只是一個示例，并不限定于此。也可以使用其它方法而導出各相電流。此外，電流檢測部15也能夠采用包括三相的電流檢測元件的結構。

　　驅動控制部16包括控制部17和驅動部18。

　　控制部17根據來自電壓檢測部11的信息檢測開關電路12的輸入電壓值，根據來自電流檢測部15的信息檢測向電動機6輸出的輸出電流值，并基于輸入電壓值以及輸出電流值輸出用于控制開關電路12的驅動信號。

　　控制部17進行使用了PWM的電動機驅動控制。在本實施方式中，沒有設置磁極位置傳感器，控制部17基于各相電流Iu、Iv、Iw以及直流電壓Vdc，生成作為驅動各MOS－FET13u、13v、13w、14u、14v、14w的各PWM信號Up、Un、Vp、Vn、Wp、Wn的基礎的各PWM原信號Tup、Tun、Tvp、Tvn、Twp、Twn?？刂撇?7將各PWM原信號Tup、Tun、Tvp、Tvn、Twp、Twn輸出到驅動部18，從而控制開關電路12的驅動。

　　驅動部18例如使用緩沖器、邏輯IC、以及電平轉換電路而構成，基于來自控制部17的各PWM原信號Tup、Tun、Tvp、Tvn、Twp、Twn，生成各PWM信號Up、Un、Vp、Vn、Wp、Wn。驅動部18將各PWM信號Up、Un、Vp、Vn、Wp、Wn輸出到開關電路12，對開關電路12的各MOS－FET13u、13v、13w、14u、14v、14w進行驅動。

　　在圖1中，驅動控制部16包括控制部17以及驅動部18這兩個結構，但是只是一個示例，也可以在控制部17內內置驅動部18的功能。在該情況下，控制部17通過生成各PWM信號Up、Un、Vp、Vn、Wp、Wn并輸出到開關電路12，直接驅動控制開關電路12的各MOS－FET13u、13v、13w、14u、14v、14w。

　　另外，在圖1中，雖然未圖示，但作為包含電動機6的負載有壓縮機。此外，包含電力轉換裝置10以及負載的壓縮機的同一殼體的單元、例如除濕機與鼓風機連接。驅動控制部16控制壓縮機的動作的同時也控制鼓風機的動作。在本實施方式中，驅動控制部16基于由壓縮機以及鼓風機產生的噪聲的噪聲等級，進行控制來對驅動開關電路12時的載波頻率進行切換。另外，鼓風機與壓縮機同樣，也能夠作為包含電動機6的負載。在圖1中，電力轉換裝置10連接有一個電動機6，但只是一個示例，也能夠連接2個以上的電動機6。在電力轉換裝置10連接有2個以上的電動機6的情況下，驅動控制部16對于包含各電動機6的各負載獨立地進行控制。

　　接著，說明在驅動控制部16中基于各相電流Iu、Iv、Iw以及直流電壓Vdc而生成向開關電路12輸出的各PWM信號Up、Un、Vp、Vn、Wp、Wn的處理。圖2是表示實施方式1涉及的PWM信號的生成處理的一個示例的流程圖。

　　在驅動控制部16中，控制部17首先基于由電流檢測部15檢測出的檢測值，計算各相電流Iu、Iv、Iw(步驟S1)。

　　接著，控制部17對各相電流進行坐標轉換，計算表示γ軸電流的勵磁電流Iγ和表示δ軸電流的轉矩電流Iδ。具體地說，控制部17將下式(1)所示的變換矩陣[C1]與各相電流Iu、Iv、Iw相乘，由此計算勵磁電流Iγ與轉矩電流Iδ(步驟S2)。另外，式(1)中的θ表示逆變器旋轉角，并且示出旋轉方向為順時針的情況。

　　另外，在使用以脈沖編碼器為代表的、檢測轉子位置的傳感器的情況下，由于轉子的電氣角頻率與逆變器裝置的旋轉頻率大致一致，因此通常將轉子的電氣角頻率與逆變器裝置以相同的頻率旋轉的坐標系稱作dq坐標系。另一方面，在如本實施方式那樣不使用檢測轉子位置的傳感器的情況下，不能準確地捕捉到dq軸坐標，實際上，使開關電路12以相對于dq坐標系偏離相位差Δθ地運轉?？紤]到這種情況，通常將以與逆變器裝置的輸出電壓相同的頻率旋轉的坐標系稱作γδ坐標系，來與旋轉坐標系區(qū)別處理。在本實施方式中，示出了不使用檢測轉子位置的傳感器的情況下的示例，因此沿用上述的慣例而以γ以及δ為下標。

　　回到圖2，控制部17根據勵磁電流Iγ、轉矩電流Iδ以及來自外部的頻率指令f*進行包含速度控制的各種矢量控制，例如使用下式(2)來計算下一次的γ軸電壓指令Vγ*以及δ軸電壓指令Vδ*(步驟S3)。

　　其中，

　　R：電動機繞組電阻

　　ωl：一次角頻率

　　一次磁通γ軸分量指令

　　Kγ、Kδ：反饋增益

　　磁通誤差

　　K：速度控制比例增益

　　ωspi：積分增益

　　p：比例預算符

　　感應電壓常數

　　Ld：d軸電感

　　Lq：q軸電感

　　接著，控制部17使用作為式(1)的逆矩陣[C1]-1的下式(3)，計算各相電壓指令Vu*、Vv*、Vw*(步驟S4)。

　　接著，控制部17基于開關電路12的各相電壓指令Vu*、Vv*、Vw*與由電壓檢測部11檢測出的直流電壓Vdc的比例、即各相電壓指令Vu*、Vv*、Vw*相對于直流電壓Vdc的比例，對一個載波周期中的各MOS－FET13u、13v、13w、14u、14v、14w的ON(導通)時間或者OFF(斷開)時間進行運算，生成各PWM原信號Tup、Tun、Tvp、Tvn、Twp、Twn(步驟S5)。

　　然后，驅動部18基于從控制部17輸出的各PWM原信號Tup、Tun、Tvp、Tvn、Twp、Twn，生成各PWM信號Up、Un、Vp、Vn、Wp、Wn(步驟S6)。以下，在驅動控制部16中，重復進行步驟S1至步驟S6，由此適時地輸出各PWM信號Up、Un、Vp、Vn、Wp、Wn，驅動開關電路12的各MOS－FET13u、13v、13w、14u、14v、14w，并驅動電動機6。

　　圖3是表示實施方式1涉及的PWM信號的邏輯的一個示例的圖。如圖3所示，為了不使在作為各相的上側橋臂的MOS－FET13u、13v、13w的導通期間與作為下側橋臂的MOS－FET14u、14v、14w的導通期間同時產生而形成短路回路，在各相的上側橋臂或下側橋臂的轉向斷開與各相的下側橋臂或上側橋臂的轉向導通之間設有死區(qū)時間Td。

　　另外，在本實施方式中，不使用檢測轉子位置的傳感器，抑制了成本的上升，但是通過使用檢測轉子位置的傳感器，由于轉子的電氣角頻率與開關電路12側的旋轉頻率大致一致，因此能夠進行高精度的PWM控制。

　　接著，說明在上述的PWM信號的生成處理中切換載波頻率的處理。

　　圖4是表示實施方式1涉及的壓縮機以及鼓風機的轉速與噪聲的特性的圖。橫軸表示轉速，縱軸表示噪聲。首先，在驅動控制部16中，由控制部17設定載波頻率13kHz時的載波噪聲的噪聲等級為閾值#1。逆變器5的負載電流為估計的最大值。然后，控制部17基于圖4所示的壓縮機以及鼓風機的轉速與噪聲的特性，將壓縮機以及鼓風機中產生的噪聲的噪聲等級為載波頻率13kHz時的載波噪聲的噪聲等級即閾值#1以上的壓縮機以及鼓風機的轉速即閾值#1a以及閾值#1b設定為載波頻率進行切換的判斷條件。

　　這里，載波頻率13kHz時的載波噪聲指的是在開關電路12、壓縮機、以及鼓風機中使用載波頻率13kHz來驅動作為開關元件的各MOS－FET13u、13v、13w、14u、14v、14w、即進行開關所引發(fā)的噪聲。載波噪聲是噪聲等級因載波頻率而不同的噪聲。在存在多個噪聲產生源的情況下，載波噪聲也可以是合成來自各噪聲產生源的噪聲。另一方面，圖4所示的壓縮機以及鼓風機的噪聲等級表示例如像動作音那樣與載波頻率無關而產生的噪聲的等級。將與載波頻率無關而產生的噪聲設為驅動噪聲。

　　另外，控制部17能夠根據由電流檢測部15檢測出的流向電動機6的電流值來掌握電動機6的轉速。在連接有多個電動機6、且在電力轉換裝置10連接有包含電動機6的壓縮機以及包含電動機6的壓縮機的情況下，控制部17能夠根據由電流檢測部15檢測出的流向電動機6的電流值來掌握壓縮機以及鼓風機的轉速。

　　接著，控制部17與載波頻率13kHz的情況相同地設定載波頻率10.7kHz時的載波噪聲的噪聲等級為閾值#2。同樣，逆變器5的負載電流為估計的最大值。然后，控制部17基于圖4所示的壓縮機以及鼓風機的轉速與噪聲的特性，將壓縮機以及鼓風機中產生的噪聲的噪聲等級為載波頻率10.7kHz時的載波噪聲的噪聲等級即閾值#2以上的壓縮機以及鼓風機的轉速即閾值#2a以及閾值#2b設定為載波頻率進行切換的判斷條件。

　　根據各載波頻率下的載波噪聲的噪聲等級的特性與壓縮機以及鼓風機的各轉速下的噪聲等級的特性的關系，在載波噪聲以及驅動噪聲的噪聲等級都較小的低噪聲區(qū)域內以載波頻率16kHz運轉的過程中，在壓縮機的轉速增加而超過閾值#1a的情況下、或者鼓風機的轉速增加而超過閾值#1b的情況下，控制部17進行使載波頻率從16kHz降低至13kHz的控制。同樣，在以載波頻率13kHz運轉的過程中，在壓縮機的轉速增加而超過閾值#2a的情況下、或者鼓風機的轉速增加而超過閾值#2b的情況下，控制部17進行使載波頻率從13kHz降低至10.7kHz的控制。另外，根據JISC1509中確定的噪聲的A特性的圖表，上述的載波頻率10.7kHz是在人類的聽覺的頻率特性上、在高頻區(qū)域側噪聲A特性約為－3dB時的頻率。

　　圖5是表示U相調制信號與載波頻率較低時的U相上橋臂驅動信號的圖。此外，圖6是表示U相調制信號與載波頻率較高時的U相上橋臂驅動信號的圖。在圖5以及圖6中，U相調制信號是相同的波形。圖5所示的U相上橋臂驅動信號、即PWM信號的波形表示壓縮機或者鼓風機的轉速比圖6所示的情況高的狀態(tài)，圖6所示的U相上橋臂驅動信號、即PWM信號的波形表示壓縮機或者鼓風機的轉速比圖5所示的情況低的狀態(tài)。

　　根據圖4至圖6，控制部17進行壓縮機或者鼓風機的轉速越高則越降低載波頻率的控制。這是因為，在例如電力轉換裝置10、壓縮機、以及鼓風機設置于同一殼體內的單元中，當壓縮機或者鼓風機的轉速較低時，壓縮機或者鼓風機中的不取決于載波頻率而產生的驅動噪聲較小，因此控制部17為了降低載波頻率所引起的載波噪聲而提高載波頻率。另一方面，若壓縮機或者鼓風機的轉速變高則壓縮機或者鼓風機中的不取決于載波頻率而產生的驅動噪聲變大。因此，即使降低載波頻率而使載波頻率所引起的載波噪聲變大，只要載波噪聲比驅動噪聲小，則在同一殼體的單元中，載波噪聲因壓縮機或者鼓風機的驅動噪聲而不明顯。這樣，控制部17在使載波噪聲的噪聲等級成為比壓縮機或者鼓風機的驅動噪聲的噪聲等級小的范圍內控制載波頻率。

　　由于控制部17進行壓縮機或者鼓風機的轉速越高則越降低載波頻率的控制，因此能夠抑制開關電路12中的高負載時的溫度上升。

　　另外，雖然說明了控制部17控制載波頻率的情況，但并不限定于此，也可以在驅動部18中控制載波頻率。

　　如以上說明那樣，根據本實施方式，在電力轉換裝置10中，進行切換載波頻率的控制，在電力轉換裝置10和作為包含電動機6的負載的壓縮機或鼓風機、或者壓縮機以及鼓風機設置于同一殼體內的單元中，使將作為開關元件的各MOS－FET13u、13v、13w、14u、14v、14w以載波頻率驅動而引起的在負載以及電力轉換裝置10中產生的噪聲合成得出的載波噪聲的噪聲等級，小于同一殼體內不取決于載波頻率而產生的來自多個噪聲產生源的驅動噪聲的噪聲等級。由此，能夠抑制單元整體的噪聲等級的增大，此外，能夠降低高負載時的開關損耗，因此能夠通過抑制溫度上升而實現單元的小型化以及輕量化，并能夠實現高性能化。此外，由于在電力轉換裝置10中不需要散熱對策，因此能夠實現低成本化。

　　另外，雖然說明了存在多個噪聲產生源的情況，但并不限定于此。也能夠應用于噪聲產生源為一個的情況。此外，關于噪聲產生源，并不限定于通過電動機6的動作來驅動的壓縮機或者鼓風機的負載，也可以以電動機6作為對象。

　　此外，關于圖4所示的壓縮機的噪聲，噪聲等級不僅因轉速而變化，也因轉矩、或者動作的變動而變化。因此，在控制部17中，對于壓縮機，通過考慮多個要素來設定閾值，則能夠適當地切換載波頻率，能夠獲得抑制噪聲等級的增大、并降低開關損耗的效果。

　　同樣，關于圖4所示的鼓風機的噪聲，噪聲等級不僅因轉速而變化，也因轉矩、或者設置環(huán)境的濕度以及風路而變化。因此，在控制部17中，對于鼓風機，通過考慮多個要素來設定閾值，則能夠適當地切換載波頻率，能夠獲得抑制噪聲等級的增大、并降低開關損耗的效果。

　　此外，在本實施方式中，將壓縮機以及鼓風機作為在同一殼體內不取決于載波頻率而產生驅動噪聲的多個噪聲產生源的對象進行了說明，但也可以將位于同一殼體內且不取決于載波頻率而產生驅動噪聲的其它結構、例如轉換器作為對象。在電力轉換裝置10中，存在因電流流過連接于交流電源1的電抗器2而產生的電磁噪聲。特別是，在為了改善電源功率因數以及抑制諧波、或者平滑電容器4的電壓控制而使用了開關單元的有源轉換器(activeconverter)的情況下，因開關所引發(fā)的電流變動而產生較大的噪聲。另外，在電抗器2的空隙部中插入非磁性體的墊片(spacer)也能夠抑制噪聲等級。壓縮機以及鼓風機例如使用于除濕機、空調裝置、制冷裝置，特別是，壓縮機使用于構成制冷循環(huán)的裝置。

　　此外，對于處于同一殼體內的壓縮機、鼓風機、以及電抗器2，通過錯開各諧振頻率，能夠抑制驅動噪聲的重疊。此外，通過使載波頻率為與各諧振頻率不同的頻率，能夠抑制驅動噪聲的重疊。另外，關于錯開各諧振頻率、或者使載波頻率為與各諧振頻率不同的頻率，其對象并不限定于壓縮機、鼓風機、以及電抗器2，也可以是處于同一殼體內且不取決于載波頻率而產生驅動噪聲的其它結構。

　　此外，在本實施方式中，對于壓縮機與鼓風機，分別設定閾值來作為載波頻率的對象，但并不限定于此。也能夠使用由壓縮機與鼓風機的各驅動噪聲的噪聲等級合成的噪聲的噪聲等級，作為載波頻率進行切換的判斷的對象。在電力轉換裝置10中，控制部17進行使載波噪聲的噪聲等級小于將多個驅動噪聲合成得出的噪聲的噪聲等級的控制。

　　此外，在本實施方式中，包含電動機6的負載為壓縮機或者鼓風機，但只是一個示例，關于包含電動機6的負載，也能夠使用其它結構。

　　此外，在本實施方式中，將在切換載波頻率時使用的頻率設為16kHz、13kHz以及10.7kHz，但這只是一個示例，也可以使用其它值。例如，也可以在10.7kHz至20.0kHz的頻率范圍內選擇幾個載波頻率。在切換載波頻率時使用的頻率并不限定于3個，只要是2個以上即可。

　　此外，在設定載波頻率的載波噪聲的噪聲等級時，逆變器5的負載電流為估計的最大值，但并不限定于此，也可以使用負載電流以外的條件。

　　此外，在設定載波頻率的載波噪聲的噪聲等級時，基于使用者的聽覺靈敏度，驅動噪聲通過頻率來校正，由此能夠更適當地設定噪聲等級。此外，關于驅動噪聲的噪聲等級，也可以是整體總值。

　　此外，在本實施方式中，基于各載波頻率下的載波噪聲的噪聲等級的特性與壓縮機以及鼓風機的各轉速下的噪聲等級的特性的關系將轉速作為指標來切換載波頻率，但使用于切換載波頻率的指標并不限定于此。例如，也可以在殼體內設置多個噪聲計，并基于利用噪聲計測量出的載波噪聲的噪聲等級的測量值、以及利用噪聲計測量出的驅動噪聲的噪聲等級的測量值，進行切換載波頻率的控制。

　　另外，雖然在整流器3的整流元件3a～3d、以及開關電路12的開關元件即MOS－FET13u、13v、13w、14u、14v、14w的各半導體元件中，通常使用以硅(Si：silicon)作為材料的Si類半導體是主流，但也可以使用以碳化硅(SiC)或者氮化鎵(GaN)或者金剛石作為材料的寬禁帶半導體(以下，稱為WBG半導體)。

　　由WBG半導體形成的半導體元件的耐電壓性較高，允許電流密度也較高。因此，能夠實現半導體元件的小型化，通過使用小型化了的半導體元件，能夠實現整流器3以及開關電路12的小型化。此外，通過使用小型化了的整流器3以及開關電路12，能夠實現電力轉換裝置10的小型化以及輕量化。

　　此外，由WBG半導體形成的半導體元件的耐熱性也較高。因此，能夠實現散熱器的散熱片的小型化、或者能夠進行水冷部的氣冷化，所以能夠實現電力轉換裝置10的進一步的小型化。

　　而且，由WBG半導體形成的半導體元件的電力損耗較低。因此，能夠實現半導體元件的高效率化，其結果，能夠實現電力轉換裝置10的高效率化。

　　此外，雖然期望的是利用WBG半導體形成各半導體元件，但也可以利用WBG半導體形成各半導體元件中的一個，即使在使用于部分半導體元件的情況下，也能夠獲得上述效果。

　　此外，通過使用WBG半導體，越是高載波頻率進行開關，越能夠獲得較高的損耗降低效果。因此，在本實施方式中以10kHz以上的高頻進行開關時，當然能夠獲得較高的損耗降低效果。

　　此外，在電力轉換裝置10中，對于平滑電容器4也可以不使用電解電容器，而是使用薄膜電容器或者陶瓷電容器而無電解電容逆變器(chemicalcapacitorlessinverter)化。在電力轉換裝置10中，能夠通過電容器的小型化實現控制基板的小型化，而且能夠抑制電源諧波，并能夠實現電抗器2的小型化。

　　實施方式2

　　在實施方式2中，將實施方式1的電力轉換裝置10的控制對象設為除濕機。圖7是表示實施方式2的除濕機20的側剖面圖。除濕機20是將實施方式1的圖1所示的電力轉換裝置10以及使用了電動機6的負載安裝于同一殼體內的單元。在圖7中，蒸發(fā)器200設于吸入口201的下游側的風路202。而且，在風路202的下游設有冷凝器203、送風風道204、鼓風機205、吹出風道206。此外，經由吹出風道206而設有具有風向可變葉片207的吹出口208。此外，在設于蒸發(fā)器200的下方的排水口209的斜下方設置有箱210，排水口209與箱210通過管而連接。

　　此外，蒸發(fā)器200與冷凝器203利用制冷劑配管連結于安裝在底板211上并安裝有直流無刷電動機的壓縮機212，構成制冷循環(huán)。電力轉換裝置213將安裝于壓縮機212的直流無刷電動機的旋轉速度可變地驅動。除濕機20通過在除濕機主體216中收納各結構，構成為能夠搬運。這里，電力轉換裝置213是實施方式1的電力轉換裝置10。

　　接著，對除濕機20的動作進行說明。若壓縮機212開始運轉，則壓縮后的高溫高壓的制冷劑氣體流入冷凝器203，冷凝器203被保持為高溫。此外，冷凝器203的制冷劑氣體通過鼓風機205的動作被來自吸入口201的吸入空氣214冷卻進而冷凝，成為高溫高壓的氣液混合狀態(tài)，從冷凝器203流出，進而經過未圖示的節(jié)流裝置、例如毛細管或者膨脹閥而被減壓，成為低溫低壓的制冷劑液體，流入到蒸發(fā)器200。蒸發(fā)器200的制冷劑液體被吸入空氣214加熱而蒸發(fā)，成為低壓的制冷劑氣體，被壓縮機212吸入。

　　吸入空氣214因在蒸發(fā)器200中冷卻，使得空氣溫度降低，所含有的比飽和水蒸氣多的水分結露。結露出的水分被排水盤215承接，通過排水口209而存儲于箱210內。這樣，吸入空氣214經過蒸發(fā)器200而被冷卻，其絕對濕度降低。之后，降低了絕對濕度的吸入空氣214經過冷凝器203而被加熱，成為常溫的除濕空氣，經過送風風道204而在鼓風機205的作用下經過吹出風道206后從吹出口208排出。因此，在除濕機20中，能夠不使所設置的室內的溫度降低地進行除濕，并使用排出風來進行洗滌物的干燥。

　　在本實施方式中，由單一的單元構成的除濕機20通常在屋內使用。因此，除濕機20在人生活附近的場所運轉的可能性較高，需要將包含有電力轉換裝置213的開關電路12的開關所產生的載波噪聲的、來自除濕機20的噪聲抑制得較低。

　　因此，與在實施方式1中說明的電力轉換裝置10相同，電力轉換裝置213基于載波噪聲的噪聲等級與壓縮機以及鼓風機產生的驅動噪聲的噪聲等級的關系，進行切換載波頻率的控制，由此能夠抑制因多個噪聲的重疊所引起的惡化，并且能夠抑制開關損耗。

　　在本實施方式中，使用了與在實施方式1中說明的電力轉換裝置10相同的電力轉換裝置213的除濕機20能夠抑制高負載時的開關損耗，因此能夠實現電力轉換裝置213的小型化，并實現低成本，此外，能夠提高搬運性能。

　　此外，通過使電力轉換裝置213無電解電容逆變器化，能夠通過電容器的小型化實現控制基板的小型化，而且能夠抑制電源諧波，并且能夠實現電抗器2的小型化。其結果，能夠實現除濕機20的小型以及輕量化。此外，在除濕機20中，由于能夠抑制上部的重部件，因此改善了重心的平衡，能夠提高穩(wěn)定性。

　　此外，在如除濕機20那樣搬運使用的單元的情況下，電源插口的插入、拔出的頻度較高，由于要防止電源接通時的過大的浪涌電流導致的部件的故障或者惡化，會產生因使用保護電路的對策所帶來的大型化以及成本增加。然而，通過在電力轉換裝置213不使用電場電容器而進行無電解電容逆變器化，能夠抑制浪涌電流的產生，因此能夠實現除濕機20的小型以及輕量化、還有低成本。

　　另外，在本實施方式中，說明了包括在實施方式1中具體說明了的電力轉換裝置10、且包含使用了圖1所示的電動機6的負載在內而全部設置于同一殼體內的除濕機20，但只是一個示例，并不限定于此。關于電力轉換裝置10，例如也能夠應用于空調裝置以及制冷裝置。

　　如以上那樣，本發(fā)明涉及的電力轉換裝置在電力轉換中是有用的，特別是，適合與電動機連接的情況。